SiC- und GaN-ESU-Wechselrichter: Auswahl von Hochspannungskondensatoren

SiC- und GaN-ESU-Wechselrichter: Auswahl von Hochspannungskondensatoren

Abstract

SiC- und GaN-Bauelemente ermöglichen es einem elektrochirurgischen Gerät, mit geringeren Verlusten und kleineren Magnetbauteilen im Frequenzbereich von 800 kHz bis 3 MHz zu schalten. Dieselben Bauelemente erhöhen die Anstiegsgeschwindigkeit auf 44 kV/µs und darüber, und die dielektrischen Verluste steigen quadratisch mit der Frequenz, wodurch die Hochspannungskomponenten höhere Ströme und mehr Wärme erzeugen. Messungen an einem 300-W-Prototyp ergaben einen Temperaturanstieg des Snubber-Bauteils um 58 °C, verglichen mit 12 °C bei der IGBT-Version. Dieser Artikel beschreibt das Spannungsmodell, fünf Defekte und sechs Selektionsschritte.

1. Einleitung

Wide-Bandgap-Schalter (WBG-Schalter), hauptsächlich aus Siliziumkarbid (SiC) und Galliumnitrid (GaN), finden zunehmend Anwendung in der Medizintechnik. SiC-MOSFETs sind für Wechselrichter in Krankenhausqualität ausgereift, und GaN-HEMTs werden in handgeführten chirurgischen Instrumenten eingesetzt. Beide Typen schalten schneller, erreichen höhere Betriebstemperaturen und ermöglichen kleinere Transformatoren.

Die Leistungssteigerung geht mit höheren Verlusten bei den passiven Bauteilen einher. Die dielektrischen Verluste steigen quadratisch mit der Frequenz, sodass eine 800-kHz-Schaltung die vierfache dielektrische Verlustleistung einer 400-kHz-Schaltung aufweist. Auch die Flankensteilheit nimmt zu, und jede Flanke erzeugt einen Verschiebungsstrom durch alle Streukapazitäten im Regelkreis.

An einem 300-W-ESU-Prototyp mit austauschbaren Schaltmodulen wurde gemessen, dass der Wechsel von einem Si-IGBT zu einem SiC-MOSFET den Wirkungsgrad von 89.5 % auf 94.8 % steigerte und die Temperaturerhöhung des Snubber-Bauteils von 12 °C auf 58 °C erhöhte. Der Wirkungsgrad steht im Vordergrund; die Temperaturerhöhung bestimmt die Lebensdauer des Bauteils.

Dieser Artikel beschreibt das Verlust- und Strommodell, die Fehlerquellen, die beim Testen auftreten können, und die Auswahlverfahren, die dafür sorgen, dass die Bauteile innerhalb ihrer Grenzwerte bleiben.

2. Kernmechanismus

2.1 Vergleich der Gerätetypen

Parameter	Si-MOSFET	SiC-MOSFET	GaN-HEMT
Typische Schaltfrequenz	50 kHz bis 200 kHz	200 kHz bis 2 MHz	500 kHz bis 10 MHz
Kantenrate	10 kV/µs bis 30 kV/µs	50 kV/µs bis 100 kV/µs	80 kV/µs bis 200 kV/µs
Verbindungsgrenze	175 ° C	200 ° C	150 ° C
Aufschlüsselungsfeld	0.3 MV/cm	2.8 MV/cm	3.0 MV/cm

Zwei Kennzahlen bestimmen die Bauteilauswahl: die Anstiegsgeschwindigkeit und die Schaltfrequenz. SiC arbeitet mit einer Anstiegsgeschwindigkeit von 50 kV/µs bei 200 kHz bis 2 MHz, GaN mit einer Anstiegsgeschwindigkeit von 150 kV/µs bei 500 kHz bis 10 MHz. Ein Bauteil mit einer Nennfrequenz von 400 kHz erfüllt ohne Leistungsreduzierung keine dieser Anforderungen.

2.2 Der Verlust wächst mit dem Quadrat der Frequenz

Die Teilverluste setzen sich aus zwei Komponenten zusammen: den Kernverlusten, die einer niedrigen Potenz der Frequenz folgen, und den dielektrischen Verlusten, die dem Quadrat folgen.

P_loss = k_1 · f^α + k_2 · f² · C · tanδ

wobei P_loss der Teilverlust in mW, k_1 der Kernverlustkoeffizient, f die Frequenz in MHz, α der Kernverlustexponent, C die Kapazität in pF und tanδ der Verlustfaktor ist.

Ein 470-pF-Bauteil vom Typ N4700 in einem ESU-Tank verdeutlicht den Effekt. Bei 400 kHz beträgt der Gesamtverlust 50 mW, bei 800 kHz 168 mW und bei 1.6 MHz 612 mW. Die Gehäusetemperatur steigt analog an: 8 °C, 27 °C und schließlich 98 °C. Der letzte Wert liegt über der Nenntemperatur eines Standardbauteils für 125 °C.

2.3 Die Flankensteilheit bestimmt den Spitzenstrom

Jede schnelle Flanke treibt einen Verschiebungsstrom durch die Streukapazität um den Schaltknoten herum an.

I_dis = C_stray · (dV/dt)

wobei I_dis der Verschiebungsstrom in A, C_stray die Streukapazität an diesem Knoten in pF und dV/dt die Anstiegsgeschwindigkeit in kV/µs ist.

An einem 800-V-Bus mit 100 pF Streukapazität fließt bei einem Si-IGBT mit 5 kV/µs ein Strom von 0.5 A, bei einem Si-MOSFET mit 20 kV/µs ein Strom von 2 A, bei einem SiC-MOSFET mit 60 kV/µs ein Strom von 6 A und bei einem GaN-HEMT mit 150 kV/µs ein Strom von 15 A. Der Snubber-Teil muss diesen gesamten Strom innerhalb weniger zehn Nanosekunden absorbieren.

2.4 Wärmepfad vom Chip zum Bauteil

Ein heißerer Chip erhöht die Lufttemperatur im Gehäuse, wodurch die Gehäusetemperatur des Bauteils bestimmt wird. Der erforderliche Wärmewiderstand ergibt sich aus den beiden Temperaturgrenzen.

θ_JA = (T_j − T_case) / P_loss

wobei θ_JA der Wärmewiderstand vom Bauteilkörper zur Luft in °C/W ist, T_j die Sperrschichtgrenze des Bauteils in °C, T_case die Gehäusegrenze des Bauteils in °C und P_loss die abzuführende Wärme in W.

Ein SiC-Bauelement mit einer Temperatur von 175 °C neben einem auf 85 °C begrenzten Bauteil weist eine Temperaturdifferenz von 90 °C auf. Bei einer Verlustleistung von 5 W muss der Pfad einen Temperaturkoeffizienten θ_JA von ≤ 18 °C/W aufweisen. Ein ungeschütztes Gehäuse in ruhender Luft erreicht einen Temperaturkoeffizienten von ca. 30 °C/W, daher ist für die Konstruktion eine Luftzirkulation oder ein größeres Gehäuse erforderlich.

2.5 Die Selbstresonanzgrenze

Oberhalb seiner Eigenresonanzfrequenz wird ein Teil induktiv. Die Serieninduktivität des Gehäuses und seiner Zuleitungen bestimmt diesen Punkt.

f_SRF = 1 / (2π · √(L_ESL · C))

wobei f_SRF die Eigenresonanzfrequenz in MHz, L_ESL die äquivalente Serieninduktivität in nH und C die Kapazität in pF ist.

Ein Bauteil mit 470 pF und 8 nH resoniert bei 82 MHz, mit 30 nH sinkt die Resonanzfrequenz auf 42 MHz. Ein GaN-Design, das bei 3 MHz schaltet, berücksichtigt die 5. Harmonische bei 15 MHz. Daher bietet das Bauteil mit 82 MHz Resonanzreserve, das mit 30 nH jedoch nicht.

Abb. 1 — Der Verlust steigt mit dem Quadrat der Frequenz: Ein Bauteil mit 470 pF verbraucht 50 mW bei 400 kHz und 612 mW bei 1.6 MHz, bei einem Gehäuseanstieg von 8 auf 98 °C.

3. Schwachstellen im Engineering

Problem 1: Der Verlust wird linear hochgerechnet

Konstrukteure verdoppeln den Verlustwert bei 800 kHz, wenn sie 400 kHz verwenden. Da der dielektrische Anteil quadratisch mit der Frequenz ansteigt, liegt der tatsächliche Wert eher bei 3.4. Ein Bauteil, das anhand der linearen Abschätzung ausgewählt wurde, erreicht eine um 40 K höhere Temperatur als erwartet und besteht den 1000-Stunden-Test nicht. Verwenden Sie für das Bauteil die gemessene Kennlinie, nicht eine lineare Regel.

Problempunkt 2: Der Dämpfungsmechanismus ist nicht für Überspannungen ausgelegt.

Eine GaN-Kante erzeugt bei 150 kV/µs und einer Streukapazität von 100 pF einen Spitzenstrom von 15 A. Ein Standardbauteil mit Anschlussdrähten verträgt einige Ampere wiederholter Stoßströme, bevor sich die Anschlüsse erwärmen und der ESR-Wert ansteigt. Die relevanten Werte finden sich im Abschnitt „Stoßstromfestigkeit“ des Datenblatts, nicht im Abschnitt „Spannung“.

Problempunkt 3: Der Filterteil wird induktiv.

Bei 3 MHz und darüber verschiebt eine Zuleitungsinduktivität von 30 nH den Resonanzpunkt eines 470-pF-Bauteils auf etwa 42 MHz und macht das Bauteil induktiv, lange bevor die relevanten Oberwellen auftreten. Der Filter verliert seine Funktion, und die Emissionen steigen genau bei der Frequenz an, die der Filter eigentlich reduzieren sollte. Gehäuse mit geringer ESL und kurze Schleifen beheben das Problem.

Problempunkt 4: Ein wärmeres Gehäuse verkürzt die Lebensdauer des Bauteils

Jede zusätzliche Gehäuseerwärmung um 10 °C halbiert die Lebensdauer des Dielektrikums. Ein SiC-Bauteil erhöht die Innentemperatur um 20 bis 30 K gegenüber einem Si-Bauteil, was die Lebensdauer um den Faktor 4 bis 8 verkürzt, sofern das Bauteil oder die Luftströmung nicht angepasst wird. Die höhere Effizienz des WBG-Designs kompensiert den zusätzlichen Wärmeaufwand; beide müssen gemeinsam entwickelt werden.

4. Entwurfsschritte

Strategie 1: Das Dielektrikum an das Frequenzband anpassen

Für GaN-Designs oberhalb von 1 MHz sollte eine verlustarme Formulierung mit einem Verlustfaktor von tan δ unter 0.05 % bei 2 MHz verwendet werden. Für den SiC-Frequenzbereich von 400 kHz bis 1 MHz gilt Folgendes: N4700 Keramikscheibenkondensator Bei einem tan δ nahe 0.08 % werden die Verluste gering gehalten und der Gehäuseanstieg bleibt unter 40 K.

Strategie 2: Halten Sie die SRF-Marge über dem Zehnfachen

Die SRF sollte für die Grundfrequenz auf über das Zehnfache und für die höchste relevante Harmonische auf über das Fünffache eingestellt werden. Eine 800-kHz-Schaltung, bei der die 5. Harmonische bei 4 MHz relevant ist, benötigt eine SRF von über 20 MHz. Jedes HVC-Gehäuse erfüllt diesen Wert problemlos.

Strategie 3: Dimensionierung des Teils anhand der Kantenrate

Beginnen Sie mit dem Spitzenstrom an der Kante und verdoppeln Sie diesen Wert.

I_peak = C · (dV/dt)_max

wobei I_peak der Spitzenstrom des Bauteils in A, C die Bauteilkapazität in pF und (dV/dt)_max die schnellste Flanke im Schaltkreis in kV/µs ist.

Ein Bauteil mit einer Kapazität von 470 pF an einer 44 kV/µs SiC-Kante führt einen Spitzenstrom von 20.7 A. Wählen Sie ein Bauteil mit einer Stoßstromfestigkeit von über 41 A, also dem Doppelten dieses Wertes. HVCT8G Türgriffkondensator mit einer Schraubklemme leitet den Impuls in ein breites Metallgehäuse und hält die Schleifeninduktivität unter 8 nH.

Strategie 4: Aufteilung des Stroms auf parallele Körper

Ersetzen Sie ein großes Bauteil durch zwei oder drei kleinere. Dadurch wird von jedem Bauteil weniger Strom geleitet und weniger Wärme erzeugt, der gesamte ESL-Wert sinkt, und selbst bei einem Ausfall eines Bauteils bleibt die Schaltung funktionsfähig. Bei einem 800-kHz-Snubber ersetzten drei 150-pF-Bauteile ein 470-pF-Bauteil und reduzierten den Gehäuseanstieg von 58 °C auf 34 °C.

Strategie 5: Hinzufügen von Wärmesensoren und Leistungsreduzierung

Bringen Sie einen NTC-Sensor neben dem Bauteil an und stellen Sie den Alarm bei einer Gehäusetemperatur von 90 °C für ein 125 °C warmes Bauteil ein. Reduzieren Sie die Ausgangsleistung um 20 %, sobald der Messwert den Alarmwert überschreitet. Ein leistungsreduziertes Gerät arbeitet weiter; ein Gerät, das den Messwert ignoriert, verliert das Bauteil in einem einzigen, langwierigen Vorgang.

Strategie 6: Das Design mit einem 1000-Stunden-Bildschirm testen

Die Bauteile werden bei Nennspannung, der vorgesehenen Schaltfrequenz und 85 °C über 1000 Stunden betrieben. Alle 24 Stunden werden die logarithmische Kapazität, der Verlustfaktor tan δ, der Isolationswiderstand und die Gehäusetemperatur gemessen. Ein Bauteil, dessen Kapazitätsänderung (ΔC/C) innerhalb von 1 % und dessen Isolationswiderstand (IR) über 70 GΩ liegt, ist im Feldeinsatz beständig.

Komponentenparameter	Typischer Wert	Testbedingung
Nennspannung (HVCT8G-Serie)	10 kV DC	Hi-Pot 1.5× für 60 s
Kapazität	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V<sub>eff</sub>
ESR bei 1 MHz	unter 50 mΩ	-
Schleifeninduktivität (E40-Sehne)	unter 8 nH	40 mm Anschlussabstand
Isolationswiderstand	über 10 GΩ bei 500 V Gleichstrom	25 °C, 60 % relative Luftfeuchtigkeit
Temperaturbereich	−40 °C bis +125 °C	IEC 60068-2-Reihe
Impuls-dv/dt-Fähigkeit	über 50 kV/µs	bei Nennspannung

5. HVC-Kondensatoren für WBG-ESU-Wechselrichter

HVC fertigt in einem 6000 m² großen, firmeneigenen Werk in Dongguan drei Bauteilfamilien für das WBG-Band, alle aus Dielektrikum der Klasse I. HVCHF-UDie Übertragungslinie deckt den Bereich von 5 kV bis 20 kV mit einem Verlustfaktor (tan δ) unter 0.05 % bei 2 MHz und einer SRF über 100 MHz ab. HVCHF-B Die Produktlinie umfasst SiC-Designs im Frequenzbereich von 400 kHz bis 1 MHz mit einer Impulsbelastbarkeit von 80 A über 10 µs. HVDCT-HDie iTemp-Produktlinie deckt einen Temperaturbereich von −55 °C bis +175 °C für Hand- und Feldgeräte ab.

Sechs Parameter, die hier von Bedeutung sind

• Der Verlustfaktor liegt bei 2 MHz unter 0.05 %. Der dielektrische Anteil bleibt bei 3 MHz gering, sodass der Temperaturanstieg des Bauteils unter 40 K bleibt.
• Stoßstrom bis zu 80 A über einen 10 µs Impuls. Eine GaN-Kante in 100 pF Streukapazität liefert 15 A, was mehr als das Fünffache der Sicherheitsreserve ergibt.
• Der ESR-Wert liegt bei 1 MHz unter 50 mΩ. Das Bauteil erzeugt bei einem wiederholten Snubberstrom von 8.7 A nur geringe Wärme.
• SRF oberhalb von 100 MHz bei tonnenförmigen Gehäusen. Die 5. und 7. Harmonische einer 3-MHz-Auslegung bleiben unterhalb der Resonanzfrequenz und weisen dennoch einen kapazitiven Anteil auf.
• Koordinierte Komponenten. HVR-BSP Dickschichtwiderstände, HVRGHP-Abtastwiderstände mit niedriger Induktivität und Fast-Recovery-Dioden teilen die gleichen Screening-Daten für den Snubber, die Strommessung und die Gleichrichterstufe.
• Vergleichen Sie mit Markenprodukten erster Ordnung. HVC-Teile entsprechen den elektrischen Parametern von Vishay HVCC, Murata DHS/DHR und TDK UHV/FHV werden in der Großserienfertigung von Generatoren für medizinische OEMs eingesetzt.

Lieferung und Support

Standardteile werden innerhalb von 4 bis 8 Wochen und passende Dämpfungsglieder innerhalb von 6 bis 10 Wochen geliefert, im Vergleich zu den üblichen 20 bis 30 Wochen bei den oben genannten Marken. Die Anwendungstechnik von HVC unterstützt Sie bei der Erstellung des Verlustmodells, der Berechnung der Stoßspannungsspitzen und der Überprüfung des thermischen Layouts.

Bitte senden Sie die Teilenummer des Schalters, die Flankensteilheit, die Busspannung, die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis. HVC sendet Ihnen innerhalb von fünf Werktagen ein entsprechendes Datenblatt mit Teilenummern, Verlust- und ESR-Daten bei der Betriebsfrequenz, einer thermischen Berechnung sowie ein Evaluierungsset mit zwei Mustern.

6. Häufig gestellte Fragen

Frage 1: Warum werden die Kondensatoren bei einem SiC-Wechselrichter stärker beansprucht als bei einem IGBT-Wechselrichter?

Da sowohl die Anstiegsgeschwindigkeit als auch die Schaltfrequenz steigen. Ein Si-IGBT schaltet bei 5 kV/µs ein und bei etwa 400 kHz. Ein SiC-MOSFET schaltet bei 44 kV/µs ein und bei 800 kHz. Der Spitzenstrom des Snubbers steigt von 1.2 A auf 8.7 A, und die Bauteiltemperatur steigt bei gleicher Last von 12 °C auf 58 °C.

Frage 2: Wie hoch ist der zusätzliche Verlust bei 800 kHz?

Bei einem 470 pF N4700-Bauteil beträgt die Leistung etwa das 3.4-Fache des Wertes bei 400 kHz: 168 mW gegenüber 50 mW. Da die Dielektrizitätskonstante quadratisch mit der Frequenz ansteigt, ist eine lineare Schätzung von 2 viel zu kurz. Bei 1.6 MHz erreicht dasselbe Bauteil 612 mW und eine Gehäusetemperatur von nahezu 98 °C.

Frage 3: Welche SRF-Marge sollte ich halten?

Mehr als das Zehnfache der Schaltfrequenz und mehr als das Fünffache der höchsten relevanten Harmonischen. Eine 800-kHz-Schaltung, bei der es auf 4 MHz ankommt, benötigt eine SRF von über 20 MHz. Die Zuleitungsinduktivität sollte unter 10 nH liegen, da eine 30-nH-Zuleitung die Frequenz eines 470-pF-Bauteils von 82 MHz auf 42 MHz reduziert.

Frage 4: Wie dimensioniere ich ein Bauteil für eine GaN-Kante?

Multiplizieren Sie die Kapazität mit der höchsten Anstiegsgeschwindigkeit, um den Spitzenstrom zu erhalten, und verdoppeln Sie diesen Wert für die Nennstromstärke. Ein Bauteil mit 470 pF führt bei einer Anstiegsgeschwindigkeit von 44 kV/µs 20.7 A. Wählen Sie daher ein Bauteil mit einer Nennstromstärke von über 41 A. Die Angaben zur Stoßstromstärke im Datenblatt sind maßgebend, nicht die Angaben zur Spannungsfestigkeit.

Frage 5: Verkürzt ein heißeres Gehäuse tatsächlich die Lebensdauer der Bauteile?

Ja. Jede zusätzliche Gehäuseerwärmung um 10 °C halbiert die Lebensdauer des Dielektrikums. Ein SiC-Bauteil kann die Innentemperatur um 20 bis 30 K erhöhen, was die Lebensdauer um den Faktor 4 bis 8 verkürzt. Bevor Sie diesen Verlust in Kauf nehmen, sollten Sie die Luftzirkulation verbessern, ein größeres Gehäuse verwenden oder die Umgebungstemperatur mithilfe eines Wärmeverteilers senken.

Frage 6: Wann sollte ich parallele Teile anstelle eines großen Teils verwenden?

Wenn der Stoßstrom etwa 10 A überschreitet oder die Gehäusetemperatur 40 K übersteigt, verteilen drei 150-pF-Kondensatoren, die jeweils zu einem Drittel den gleichen Gesamtstrom führen, die Wärme und senken so die effektive ESL. Bei einem 800-kHz-Snubber reduzierte diese Maßnahme die Gehäusetemperaturerhöhung von 58 °C auf 34 °C.

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