Kompakte ESU-Transformatoren: Resonanzkondensator-Einbettung

Kompakte ESU-Transformatoren: Resonanzkondensator-Einbettung

Abstract

Ein tragbarer ESU benötigt eine leichte Ausgangsstufe, doch allein der Ausgangstransformator wiegt 800–1500 g. In diesem Artikel wird der Resonanzteil im Kernspalt integriert, wodurch der Hochspannungspfad verkürzt und die Schleifeninduktivität reduziert wird. Durch Co-Simulationen lassen sich die Primärleckströme um 63 % und die Sekundärleckströme um 62 % senken. Ein 400-W-Prototyp mit 400 kHz erreicht einen Wirkungsgrad von 94.7 % bei nur 64 % des Volumens und 14 % geringeren Materialkosten. Der Artikel enthält die Ersatzschaltung, die Auswirkungen der ESL auf die Kopplung sowie die Bauteilliste.

1. Einleitung

Hochfrequenz-Elektronikgeräte haben sich von Elektronenröhren über Transistoren hin zur digitalen Steuerung entwickelt. Zwei Markttrends wirken nun in unterschiedliche Richtungen. Tischgeräte gewinnen an Leistung und bieten mehr Betriebsmodi. Tragbare und akkubetriebene Geräte verzeichnen bis 2028 ein jährliches Absatzwachstum von rund 18 %.

Chirurgen melden die Gewichtsgrenze vom Behandlungstisch aus. Ein Handstück über 400 g führt bei Operationen, die länger als 2 Stunden dauern, zu Ermüdung. Der Ausgangstransformator wiegt 800–1500 g und macht 25–35 % des Systemgewichts aus, wodurch die maximale Belastung für die gesamte Konstruktion begrenzt wird.

Die übliche Lösung mit einem separaten Transformator und einem separaten Resonanzteil ist mit drei Kostenfaktoren verbunden. Beide Teile benötigen jeweils eigenen Platz und eigene Halterungen. Die Verbindungsleitungen verursachen eine Streuinduktivität von 8–15 nH, wodurch sich der Resonanzpunkt verschiebt und der Kopplungskoeffizient auf 0.89 sinkt. Auch das manuelle Wickeln und die Klebebefestigung reduzieren die Ausbeute.

Dieser Artikel beschreibt die Integration des Bauteils in den Kernspalt. Er enthält die Ersatzschaltung, die ESL-Werte, das Spaltlayout, den Wärmepfad und die Messdaten eines 400-W-Prototyps.

2. Kernmechanismus

2.1 Ersatzschaltbild des Transformators und Leistungsdichte

Ein Hochfrequenztransformator reduziert sich auf ein T-Netzwerk. Die Magnetisierungsinduktivität liegt an der Primärwicklung an, die beiden Streuinduktivitäten sind in Reihe mit den jeweiligen Wicklungen geschaltet, und ein idealer Transformator mit einem Übersetzungsverhältnis von n:1 speist die Last. Die Leistung, die ein Kern übertragen kann, skaliert mit seiner Größe, seiner Frequenz und seinem magnetischen Fluss.

P_v = k · f · B_max · J · A_w · A_c

Dabei ist P_v die Leistungsdichte, f die Betriebsfrequenz, B_max die maximale Flussdichte, J die Stromdichte, A_w die Fensterfläche und A_c der Kernquerschnitt. Eine Erhöhung von f verkleinert den Kern, aber die Kernverluste steigen mit f^1.5, wodurch die Wärme zunimmt und der Kühlraum wieder größer wird.

2.2 Woher die Streuinduktivität kommt

In einer diskreten Schaltung sitzt der Resonanzteil auf einer Halterung wenige Zentimeter vom Kern entfernt. Die Zuleitungslänge bestimmt zusammen mit der Wicklungsgeometrie die Streuung. Die gemessene Streuung der Primärwicklung beträgt 185 nH, die der Sekundärwicklung 95 nH. Abtastwiderstand Der aktuelle Verlauf bestätigt beides. Der Kopplungskoeffizient liegt dann bei 0.89 anstatt der 0.98, die eine enge Modellierung vorhersagt.

Durch die Leckströme verschiebt sich der Resonanzpunkt. Die tatsächliche Serienfrequenz folgt der Gesamtinduktivität der Schleife:

f_actual = 1 / [2π√((L_leak + L_ESL) · C)]

Dabei ist L_leak die Wicklungsleckage, L_ESL die Bauteilinduktivität, C die Serienkapazität und f_actual der Serienauslösepunkt. Reduziert man L_ESL von 15 nH auf 5 nH, sinkt die Frequenzverschiebung um etwa 7 %. Die Verstärkungswelligkeit folgt demselben Verlauf, und die Trenntiefe ändert sich entsprechend.

2.3 Teil ESL und der Kopplungskoeffizient

Die Bauteilinduktivität trägt zur Serienstreuung bei, daher bestimmt der Gehäusetyp den Kopplungskoeffizienten. Ein herkömmliches bedrahtetes Keramikbauteil hat eine Induktivität von 8–15 nH und senkt den k-Wert um 0.05–0.08. Ein SMD-Mehrlagenbauteil hat eine Induktivität von 0.5–2 nH, seine Nennspannung endet jedoch unter 2 kV. Ein Bauteil mit kurzem Anschluss doorknob Kondensator Läuft 3-6 nH und hält k über 0.95 bei einem Spannungsbereich von 10-30 kV.

Dieser letzte Punkt bestimmt die Architektur. Der eingebettete Teil muss die volle Hochspannung aushalten und dennoch einige Nanohenry liefern. Nur ein zylindrisches Gehäuse mit kurzen Anschlussdrähten erfüllt beide Anforderungen.

2.4 Topologieauswahl für die 400-W-Klasse

Vier Resonanztopologien sind in der ESU-Technik üblich. Ein Serienresonanzwandler ist einfach und effizient, regelt aber bei geringer Last schlecht. Ein Parallelresonanzwandler arbeitet im Leerlauf stabil, verliert jedoch bei geringer Last an Effizienz. Eine LLC-Stufe deckt einen weiten Bereich mit hoher Effizienz ab, erfordert aber eine sorgfältige Auslegung. Eine LCC-Stufe fügt einen Parallelzweig hinzu und bietet hohe Effizienz über die Bereiche Trennen, Mischen und Koagulieren.

Oberhalb von 400 W leistet die LCC-Stufe ihren Beitrag, da sich die Last über drei Dekaden zwischen den Moden verschiebt. Der Serienzweig bestimmt den Resonanzpunkt, der Parallelzweig die Verstärkung. Folienkondensator Der parallele Zweig für die Volumenenergie wird abgedeckt, der serielle Zweig benötigt jedoch ein Keramikteil mit niedriger ESL, um den Punkt zu halten.

Abb. 1 — Durch Verschieben des Resonanzteils von einer Halterung in den Kernspalt wird die 15 nH-Zuleitung auf 3-6 nH reduziert, sodass der Kopplungskoeffizient bei 0.96 bleibt und der Serienpunkt nicht mehr driftet.

3. Schwachstellen im Engineering

Problempunkt 1: Die diskrete Konstruktion stößt an ihre Grenzen.

Das Gewicht wird durch die Bauteile und deren Befestigung bestimmt, nicht allein durch den Kern. Zwei separate Gehäuse benötigen eine Halterung, einen Abstandshalter und Anschlusskabel, die jeweils zusätzliches Gewicht verursachen. Die separate 400-W-Einheit misst 80 mm × 60 mm × 50 mm und wiegt etwa 850 g. Nur durch Entfernen der Halterung und der Anschlusskabel lässt sich das Gewicht reduzieren.

Problempunkt 2: Streuinduktivität verschiebt den Resonanzpunkt

Eine 15 nH-Zuleitung, die an einen 4.7 nF-Serienkondensator angeschlossen ist, verschiebt den Serienarbeitspunkt um etwa 8 %. Das Gerät wird ohne Gehäuse auf dem Prüfstand abgestimmt; anschließend setzen sich die Zuleitungen, und der Arbeitspunkt verschiebt sich erneut. Daraus resultiert eine Frequenzabweichung von ±8.5 % und eine Verstärkungswelligkeit von ±15 %, die sich als von Gerät zu Gerät variierende Grenzfrequenz äußert.

Problempunkt 3: Hitze in einem engen Gehäuse

Eine eingebettete Bauweise verkürzt nicht nur den elektrischen, sondern auch den thermischen Pfad. Kern, Wicklung und Bauteil befinden sich in einem gemeinsamen Volumen, sodass jede Wärmequelle die anderen beiden erwärmt. Ohne einen geplanten Wärmepfad überschreitet das Bauteil seine Nenntemperatur und verliert Kapazität. Mit Epoxidharzverguss und Metallgehäuse bleiben die gemessenen Hotspots bei 68 °C im Kern, 58 °C am Bauteil und 72 °C in der Wicklung.

4. Entwurfsschritte

Strategie 1: Wählen Sie das Kernmaterial für 400 kHz.

Vier Sorten decken den Bereich ab. PC40 und PC44 sättigen beide bei 390 mT, wobei PC44 geringere Verluste aufweist. PC95 und 3C95 sättigen bei 380 mT mit ebenfalls geringeren Verlusten, und PC95 hält seinen Curie-Punkt bei 230 °C. Bei einer 400-W-Einheit hält PC44 oder PC95 den Temperaturanstieg im Kern unter 60 °C. Ein E70-Kern transportiert 400 W in der LCC-Stufe.

Strategie 2: Das Verhältnis der Kurvenfahrten vom Bus und dem Gipfel festlegen

Das Verhältnis richtet sich nach dem Eingangsbus, dem maximalen Tastverhältnis, dem Ausgangsspitzenwert und der Kopplung:

n ≈ V_in_dc · D_max / (V_out_peak · k_coupling)

Dabei ist V_in_dc die Eingangsspannung, D_max das maximale Tastverhältnis, V_out_peak die Spitzenspannung, k_coupling der Kopplungskoeffizient und n das Windungsverhältnis. Bei 48 V DC, einem Tastverhältnis von 0.9, einer Spitzenspannung von 2000 V und k = 0.96 ergibt sich ein Verhältnis von etwa 1:44.

Strategie 3: Die Größe des Serienteils

Der Serienzweig legt den Resonanzpunkt der LCC-Stufe fest:

f_s = 1 / (2π√(L_s · C_s))

Dabei ist L_s die Serieninduktivität, C_s die Serienkapazität und f_s die Serienfrequenz. Mit L_s = 50 µH und f_s = 400 kHz ergibt sich für C_s ein Wert von etwa 3.17 nF. Ein Bauteil mit 4.7 nF bietet somit noch Spielraum für die Abstimmung, anstatt am Leistungsgrenzwert zu arbeiten.

Strategie 4: Die Lücke um das Teil herum dimensionieren

Das Bauteil sitzt in einer Aussparung im Mittelschenkel, sodass sein Gehäuse und der Kern denselben Raum teilen. Die Länge der Aussparung richtet sich nach der Kernfläche und der angestrebten Induktivität:

l_g = μ₀ · N_p² · A_e / L_m

Dabei ist μ₀ die Vakuumpermeabilität bei 4π × 10⁻⁷ H/m, N_p die Windungszahl der Primärwicklung, A_e die effektive Kernfläche, L_m die Magnetisierungsinduktivität und l_g die Spaltlänge. Lassen Sie um das Bauteil herum einen Freiraum von 0.5–1 mm für die Montage und füllen Sie diesen mit hochleitfähigem Epoxidharz. Isolieren Sie die Hochspannungszuleitung und stellen Sie eine Kriechstromfestigkeit von mindestens 8 mm/kV sicher.

Strategie 5: Die Wicklungen verschachteln

Stapeln Sie die Primär- und Sekundärwicklung abwechselnd in der Reihenfolge Primär-Sekundär-Sekundär-Sekundär. Dadurch verteilt sich das Magnetfeld gleichmäßiger, die Leckverluste und damit auch die Wirbelstromverluste sinken. Verwenden Sie Litzendraht auf der Sekundärwicklung, um den Skin-Effekt zu reduzieren. Kupferfolie auf der Primärwicklung dient der Wärmeableitung. Diese eine Änderung bewirkt den größten Teil der Reduzierung der Leckverluste.

Strategie 6: Planung des Wärmepfads

Die Wärme verlässt den Kern, die Wicklung und das Bauteil durch die Epoxidschicht, die Kernhülle und die Außenfläche. Verwenden Sie zwischen Bauteil und Kern ein gefülltes Epoxidharz, damit der Spalt sowohl leitet als auch isoliert. Betreiben Sie das Gerät anschließend unter Volllast und lesen Sie die drei Hotspots ab. Achten Sie darauf, dass alle drei die dielektrische Grenzwert von 125 °C und die Kerngrenztemperatur nicht überschreiten.

Strategie 7: Das Prozessfenster halten

Drei Prozessschritte bestimmen die Endergebnisse. Wickeln Sie mit kontrollierter Spannung 50–80 g auf den Litzendraht und 300–500 g auf die Folie. Imprägnieren Sie unter Vakuum bei 100 Pa oder weniger für mindestens 30 Minuten und härten Sie anschließend 4 Stunden lang bei 120 °C aus. Entgasen Sie das Vergussmaterial unter Vakuum, um zu verhindern, dass Blasen die Einsatzspannung für Teilentladungen senken. Abschließend wird eine 100%ige Hochspannungsversiegelung mit dem 1.5-fachen der Betriebsspannung für 60 Sekunden und einem Leckstromgrenzwert von 1 µA durchgeführt.

Komponentenparameter	Typischer Wert	Testbedingung
Nennspannung, HVDCT-472	20 kV DC	Hi-Pot 1.5× für 60 s
Kapazität	4.7 nF ±5%	1 MHz, 1 V<sub>eff</sub>
ESL, Gehäuse mit kurzem Anschluss	3-6 nH	1 MHz, Leitungslänge 8 mm
Kopplungskoeffizient, eingebetteter Teil	oben 0.95	400 kHz, Volllast
Isolationswiderstand	über 100 GΩ bei 500 V Gleichstrom	25 °C, 60 % relative Luftfeuchtigkeit
Temperaturbereich	-40 ° C bis + 125 ° C	IEC 60068-2-Reihe
Impuls-dv/dt-Fähigkeit	über 50 kV/µs	bei Nennspannung

5. HVC-Kondensatoren für den eingebetteten Spalt

Die eingebettete Bauweise funktioniert, wenn ein Bauteil die Hochspannung führt, seine Werte auch unter Hitzeeinwirkung beibehält und nahezu keine Induktivität hinzufügt. HVC fertigt Bauteile für diese Anwendung in einem 6000 m² großen, firmeneigenen Werk in Dongguan für einen Spannungsbereich von 1 kV bis 150 kV.

Sechs Parameter, die hier von Bedeutung sind

• ESL von 3-6 nH. Der HVDCT-Kurzanschlusskörper hält den Kopplungskoeffizienten bei 400 kHz über 0.95, sodass der eingebettete Teil die Schleife nicht verstimmt.
• 4.7 nF bei 20 kV. HVDCT-472 deckt den Zweig der LCC-Serie mit einer Einstellreserve über dem Zielwert von 3.17 nF ab.
• Genauigkeit von ±5 %. Klasse I N4700 Die dielektrische Kenngröße behält ihren Wert im Temperaturbereich von -40 °C bis +125 °C, sodass der Serienpunkt auch bei Erwärmung des Kerns erhalten bleibt.
• tan δ unter 0.1 % bei 1 MHz. Die geringen Verluste halten das Bauteil im Spalt kühl, da der Wärmepfad dort kurz ist.
• Passende Teile. HVR-BSP Dickschichtwiderstände, Gleichrichterdiodenund die passenden Ausgabeteile werden von derselben Produktionslinie geliefert und passen zum gleichen Wärmekonzept.
• Vergleichen Sie mit Markenprodukten erster Ordnung. HVC-Teile entsprechen den elektrischen Parametern von Vishay, Murata und TDK Türknaufserien und laufen in der Serienproduktion von tragbaren ESU.

Lieferung und Support

Standardbauteile werden innerhalb von 4–8 Wochen, aufeinander abgestimmte Transformatorensätze innerhalb von 6–10 Wochen geliefert. Bitte senden Sie uns die Leistungsaufnahme, die Busspannung, die Schaltfrequenz und die Kernzeichnung. HVC sendet Ihnen innerhalb von fünf Werktagen eine Stückliste mit ESL- und ESR-Daten bei 400 kHz sowie einen Hinweis zur Spaltanordnung.

6. Häufig gestellte Fragen

Frage 1: Wie viel Gewicht spart das eingebettete Layout?

Bei der 400-W-Version sinkt das Gewicht von ca. 850 g auf ca. 420 g, eine Reduzierung um 51 %. Das Volumen verringert sich von 185 cm³ auf 118 cm³. Dies ist hauptsächlich auf den Wegfall der Fassung und des Kabelsatzes zurückzuführen, nicht auf einen kleineren Kern. Der gleiche E70-Kern ermöglicht weiterhin die gleiche Leistung von 400 W.

Frage 2: Warum ist der ESL-Aspekt so wichtig?

Weil es die Wicklungsstreuung in Reihe erhöht. Ein 15 nH-Zulaufwiderstand, der einem 4.7 nF-Serienkondensator gegenüberliegt, verschiebt den Serienpunkt um etwa 8 % und senkt den k-Wert von 0.98 auf 0.89. Ein kurzer Zulaufwiderstand von 3–6 nH hält den k-Wert über 0.95 und reduziert die Abweichung auf 2.1 %. Das ist der Unterschied zwischen einem abgestimmten und einem driftenden Gerät.

Frage 3: Welches Kernmaterial sollte ich für 400 kHz wählen?

PC44 oder PC95. Beide erreichen Sättigungstemperaturen nahe 390 mT bzw. 380 mT, wobei PC95 seinen Curie-Punkt bei 230 °C hält. Beide gewährleisten, dass die Kerntemperatur bei 400 W in einem E70-Kern unter 60 °C bleibt. PC40 arbeitet mit geringerer Leistung, wird aber bei dieser Frequenz heißer.

Frage 4: Wie stelle ich die Spaltlänge ein?

Aus der benötigten Magnetisierungsinduktivität ergibt sich: l_g = μ₀ · N_p² · A_e / L_m. Das Bauteil muss mit einem Spiel von 0.5–1 mm in diesen Spalt passen. Wählen Sie daher den Kerndurchmesser anhand des Bauteildurchmessers und der Leistung. Vergießen Sie den Spalt mit Epoxidharz und isolieren Sie die Hochspannungszuleitung mit einer Kriechstrecke von 8 mm/kV.

Frage 5: Wird der eingebettete Teil heißer?

Das ist möglich, da Kern, Wicklung und Bauteil ein gemeinsames Volumen bilden. Die Messwerte bei Volllast betrugen 68 °C im Kern, 72 °C in der Wicklung und 58 °C am Bauteil. Alle drei Werte liegen unter der zulässigen Durchschlagsfestigkeit von 125 °C. Eine Epoxidharzschicht zwischen Bauteil und Kern trägt maßgeblich zur Kühlung bei.

Frage 6: Welchen Wirkungsgrad kann ich bei geringer Last erwarten?

Der Gewinn ist dort am größten. Bei 10 % Last erreicht die diskrete Ausführung 74.2 % und die eingebettete Ausführung 82.5 %, ein Zuwachs von 8.3 Prozentpunkten. Bei Volllast liegen die Werte bei 88.5 % bzw. 94.7 %. Die LCC-Topologie behält diese Streuung über die Modi „Cut“, „Blend“ und „Coag“ bei, weshalb sie sich für ein Multimode-Gerät eignet.

7. Referenzen

1. IEC 60601-1:2005+AMD1:2012, Medizinische elektrische Geräte – Teil 1: Allgemeine Anforderungen an die grundlegende Sicherheit und die wesentlichen LeistungsmerkmaleGenf: IEC, 2012.
2. IEC 60601-2-2:2017, Medizinische elektrische Geräte – Teil 2-2: Besondere Anforderungen an die grundlegende Sicherheit und die wesentlichen Leistungsmerkmale von Hochfrequenz-Chirurgiegeräten und Hochfrequenz-ChirurgiezubehörGenf: IEC, 2017.
3. IEC 60384-8, Festkondensatoren für elektronische Geräte – Teil 8: Festkondensatoren mit keramischem Dielektrikum, Klasse 1Genf: IEC, 2015.
4. IEC 60270, Hochspannungsprüfverfahren — TeilentladungsmessungenGenf: IEC, 2015.
5. Erickson, RW, und Maksimović, D., Grundlagen der Leistungselektronik, 3. Aufl. Cham: Springer, 2020.
6. Mohan, N., Undeland, TM, und Robbins, WP, Leistungselektronik: Wandler, Anwendungen und Design, 3. Aufl. Hoboken, NJ: Wiley, 2003.
7. H. Wang und F. Blaabjerg, Zuverlässigkeit von Kondensatoren für DC-Zwischenkreisanwendungen in leistungselektronischen Umrichtern – Ein ÜberblickIEEE Transactions on Industry Applications, Band 50, Nr. 5, S. 3569–3578, 2014. https://doi.org/10.1109/tia.2014.2308357
8. Beobachtungen zur Bogensaison und zum Boarddesign (Technische Notiz zu Hochspannungsüberschlägen, Flussmittelrückständen und Layout), Johanson Dielectrics, Inc., https://www.johansondielectrics.com/docs/3939/arc-season-and-board-design-observations.pdf .
9. GB/T 17702-2021, 电力电子电容器 (Kondensatoren für die Leistungselektronik). Peking: 国家市场监督管理总局, 2021.
10. Rashid, MH (Hrsg.), Handbuch der Leistungselektronik, 4. Aufl. Oxford: Butterworth-Heinemann, 2017.
11. HVC-Anwendungsentwicklungsteam Hochspannungs-Keramikkondensator Technische Ressourcen, https://www.hv-caps.com